Частотная модуляция: теория, временная и частотная области

Циклический префикс

Одним из главных преимуществ метода OFDM является его устойчивость к эффекту многолучевого распространения. Для того чтобы избежать межсимвольных искажений, перед каждым OFDM-символом вводится защитный интервал, называемый циклическим префиксом. Циклический префикс представляет собой копию фрагмента полезного сигнала, таким образом некоторый фрагмент начала символа OFDM такой же, как и в конце символа. Это  гарантирует сохранение ортогональности поднесущих (но только в том случае, если отраженный сигнал при многолучевом распространении задержан не больше, чем на длительность циклического префикса). Кроме того, циклический префикс позволяет выбрать окно для преобразования Фурье в любом месте временного интервала символа ().

Рисунок 4. Циклический префикс.

Амплитудная модуляция

Амплитудная модуляция проста в плане реализации и анализа. Кроме того, AM сигналы довольно легко демодулировать. В целом, тогда AM можно рассматривать как простую, недорогую схему модуляции. Однако, как обычно, простота и низкая стоимость сопровождаются компромиссами в производительности – мы никогда не ожидаем, что более простое и дешевое решение будет самым лучшим.

Возможно, я буду неточным, если опишу AM системы как «редкие», поскольку AM приемники присутствуют на бесчисленных транспортных средствах. Однако применения аналоговой амплитудной модуляции в настоящее время весьма ограничены, поскольку AM имеет два существенных недостатка.

Помимо AM радиовещания, аналоговая амплитудная модуляция используется в гражданской авиации

Амплитудный шум

Шум – это постоянная проблема в беспроводных системах связи. В определенном смысле качество радиочастотного проекта можно суммировать по отношению сигнал/шум демодулированного сигнала: меньше шума в принятом сигнале означает более высокое качество (для аналоговых систем) или меньшее количество битовых ошибок (для цифровых систем). Шум присутствует всегда, и мы всегда должны признавать в нем основную угрозу для производительности системы.

Шум – случайный электрический шум, помехи, электрические и механические переходные процессы – воздействует на уровень сигнала. Другими словами, шум может создавать амплитудную модуляцию. И это является проблемой, поскольку случайную амплитудную модуляцию, возникающую из-за шума, нельзя отличить от преднамеренной амплитудной модуляции, выполняемой передатчиком. Шум является проблемой для любого радиосигнала, но AM системы особенно восприимчивы.

Линейность усилителя

Одной из основных проблем в разработке радиочастотных усилителей мощности является линейность (более конкретно, трудно добиться и высокой эффективности, и высокой линейности одновременно). Линейный усилитель применяет к входному сигналу определенный фиксированный коэффициент усиления; графически это выглядит так: передаточная функция линейного усилителя представляет собой просто прямую линию с наклоном, соответствующим коэффициенту усиления.

Прямая линия представляет собой отклик идеального линейного усилителя: выходное напряжение всегда равно входному напряжению, умноженному на фиксированный коэффициент усиления

У реальных усилителей всегда есть некоторая степень нелинейности, что означает, что на усиление, применяемое к входному сигналу, влияют характеристики входного сигнала. Результатом нелинейного усиления являются искажения, т.е. создание энергии на частотах гармоник.

Можно также сказать, что нелинейное усиление является формой амплитудной модуляции. Если коэффициент усиления усилителя изменяется в зависимости от частоты входного сигнала или в соответствии с внешними факторами, такими как температура или состояние источника питания, передаваемый сигнал будет испытывать непреднамеренную (и нежелательную) амплитудную модуляцию. Это является проблемой в AM системах, поскольку паразитная амплитудная модуляция мешает преднамеренной амплитудной модуляции.

Любая схема модуляции, которая включает в себя изменения амплитуды, более восприимчива к влиянию нелинейности. Это включает в себя как обычную аналоговую амплитудную модуляцию, так и широко используемые цифровые схемы, известные в совокупности как квадратурная амплитудная модуляция (QAM).

3.5. Энергетический спектр модулированных сигналов

До сих пор мы рассматривали модуляцию несущего колебания детерминированным процессом u(t), который отображает определенное сообщение или отдельную его реализацию. Совокупность же возможных сообщений представляет собой некоторый случайный процесс. Так, при передаче речи или музыки статистические свойства передаваемых сообщений очень близки к свойствам нормального случайного процесса. Важнейшими характеристиками колебания, модулированного случайным процессом, являются функция корреляции и энергетический спектр.

Следует подчеркнуть, что модулированный сигнал является нестационарным случайным процессом даже тогда, когда модулирующие процессы (сообщения) стационарны. Энергетический спектр нестационарного случайного процесса определяется посредством двукратного усреднения — по множеству и по времени. Сначала определяется усредненная по времени корреляционная функция, а затем обратным преобразованием Фурье — искомый энергетический спектр.

Рассмотрим случай, когда передаваемое сообщение u(t) представляет собой стационарный процесс с u(t)=0, а переносчик — гармоническое колебание .

При амплитудной модуляции

s(t) = А0[1 + ти(t)]cos ωt,

где m — среднеквадратическое значение коэффициента модуляции. Функция корреляции модулированного сигнала

где Bu(t) — функция корреляции передаваемого сообщения u(t). Как видим, функция B(t, τ) зависит от времени, что указывает на нестационарность модулированного сигнала. После усреднения по времени получаем

                                                          (3.52)

Применяя к В (τ) преобразование Фурье (2.84), находим энергетический спектр сигнала при AM

Таким образом, спектр модулированного по амплитуде гармонического колебания случайным процессом состоит из несущего колебания с частотой и смещенного на  спектра передаваемого сообщения u(t).

Сигнал при угловой модуляции (ЧМ и ФМ) можно записать в общем виде

s(t) = А0cos ,

При ФМ  , а при ЧМ.Здесь и  — среднеквадратические значения девиации соответственно фазы и частоты.

Функция корреляции модулированного сигнала

При усреднении по времени первое слагаемое обращается в нуль. Второе слагаемое не зависит от времени t поэтому

Обозначим разность  и по известной формуле представим косинус суммы двух углов в виде

Средние по множеству значения косинуса и синуса  можно найти, если известен закон распределения вероятностей сообщения u(t). Если u(t) подчиняется нормальному закону, то , являющееся линейным преобразованием от u(t), также будет иметь нормальное распределение с нулевым средним значением и дисперсией . Легко убедиться, что в этом случае:

Таким образом, усредненная по времени функция корреляции сигнала при угловой модуляции

                                                                                           (3.54)

Дисперсию процесса  можно выразить через функцию корреляции или энергетический спектр сообщения u(t). Действительно.

                                                                      (3.55)

где  — функция корреляции процесса . При , поэтому ; при ЧМ , где , поэтому . Далее можно определить энергетический спектр модулированного сигнала путем преобразования Фурье (2.81) от функции  (3.54).

Импульсные методы модуляции

Импульсная модуляция — изменение параметров импульсных сигналов во времени или в пространстве. Обычно импульсная модуляция представляет собой разновидность модулированных колебаний, где в качестве «переносчика» информации используется последовательность импульсов. Вид импульсной модуляции определяется законом изменения параметров (амплитуды, длительности, фазы, частоты следования) импульсных сигналов.

Сущность импульсных методов модуляции

Переносчиком информации является периодическая последовательность импульсов. Она характеризуется такими параметрами, как амплитуда, длительность (ширина) импульса, частота следования импульсов, положение (фаза) каждого импульса на оси времени по отношению к так называемым тактовым точкам. Соответственно различают амплитудно-импульсную (АИМ), широтно-импульсную (ШИМ), частотно-импульсную (ЧИМ) и фазово-импульсную (ФИМ) модуляцию. В ряде случаев непрерывные сигналы квантуются по времени и уровню. Полученные при этом дискретные значения преобразуют в кодовые комбинации, состоящие из импульсов равной амплитуды и длительности, (по существу, в цифровую форму), обеспечивая кодово-импульсную модуляцию (КИМ или ИКМ). Видеоимпульсами КИМ может осуществляться амплитудная, частотная, фазовая и другая модуляция несущего колебания.

Различные виды импульсной модуляции: а — немодулированная последовательность импульсов; б — модулирующий (информационный) сигнал; в — амплитудно-импульсная модуляция; г — широтно-импульсная модуляция; д — частотно-импульсная модуляция; г — фазово-импульсная модуляция.

В системах оптической и высокочастотной радиолокации и связи импульсную модуляцию применяют для модуляции гармонических сигналов (см. АМ (Амплитудная модуляция) ). В этом случае возможна реализация сложных видов импульсных модуляций, когда наряду с изменением параметров огибающей (последовательности импульсов) используется модуляция высокочастотного заполнения импульсов. Примером такой импульсной модуляции может служить линейно-частотная модуляция, реализующая изменение частоты заполнения по линейному закону.

Линейно-частотная модуляция: а-форма сигнала; б -закон изменения частоты заполнения (w0 — несущая частота; wд- девиация частоты).

В радиолокации импульсная модуляция позволяет не только сформировать мощные кратковременные излучения для обнаружения и определения параметров движения целей, но и получить конкретные оценки их размеров, конфигурации, скорости вращения вокруг центра тяжести. Импульсную модуляцию используют также для идентификации физических параметров (температуры, плотности, степени ионизации и т. д.) различных объектов и сред.

Демодуляция модулированных импульсных сигналов

Это процесс выделения полезной составляющей из спектра принимаемых сигналов.

При АИМ она может быть выделена фильтром нижних частот (ФНЧ). Полоса пропускания ФНЧ рассчитывается на неискаженное выделение сигнала с максимальной шириной спектра 2Fmax{\displaystyle F_{n}>2F_{max}\,\!}

При большой скважности импульсов, когда амплитуда напряжения модулирующих частот становится мала, перед фильтром ставят пиковый детектор, напряжение на выходе которого приближается к огибающей модулированных импульсов.

При ШИМ основным методом выделения полезной составляющей является демодуляция с помощью фильтра низких частот. Поскольку тактовые частоты окружены бесконечным количеством пар боковых частот, в полосу пропускания фильтра попадают частотные составляющие mFu−nF(m,n=,1,2,…){\displaystyle mF_{u}-nF(m,n=0,1,2,…)\,\!}, вызывающие искажения передаваемого сигнала. Считают, что неискаженный прием обеспечивается, если FuFmax>3…6{\displaystyle F_{u}/F_{max}>3…6\,\!}.

При ФИМ амплитуда полезной составляющей мала и зависит от частоты. Перед модуляцией ФИМ преобразуют поэтому в ШИМ или в АИМ.

При использовании КИМ в телефонии преобразователи цифра—аналог преобразуют КИМ последовательно в АИМ и в непрерывный сигнал.

Угловая модуляция

Частотная и фазовая модуляции кодируют информацию во временны́х характеристиках передаваемого сигнала и, следовательно, устойчивы к амплитудному шуму и нелинейности усилителя. Частота сигнала не может быть изменена шумом или искажением. Могут быть добавлены дополнительные частотные составляющие, но исходная частота всё равно будет присутствовать. Разумеется, шум оказывает негативное влияние на FM и PM системы, но шум напрямую не искажает характеристики сигнала, которые использовались для кодирования низкочастотных данных.

Как упоминалось выше, разработка усилителя мощности включает в себя компромисс между эффективностью и линейностью. Угловая модуляция совместима с низколинейными усилителями, и эти низколинейные усилители более эффективны с точки зрения энергопотребления. Таким образом, угловая модуляция является хорошим выбором для маломощных радиочастотных систем.

Ширина полосы частот

Эффекты в частотной области от амплитудной модуляции более просты, чем от частотной и фазовой модуляций

Это можно считать преимуществом AM: важно иметь возможность прогнозировать ширину полосы частот, занимаемую модулированным сигналом

Однако сложность прогнозирования спектральных характеристик FM и PM актуальна больше для теоретической части проектирования. Если мы сосредоточимся на практических соображениях, угловая модуляция может считаться выгодной, поскольку она может преобразовывать заданную ширину полосы частот низкочастотного сигнала в несколько меньшую (по сравнению с AM) ширину полосы частот передаваемого сигнала.

5.6. Принципы расчета усилителей мощности однополосного сигнала

При проектировании усилителей мощности однополосного сигнала следует иметь в виду, что важнейшим требованием к этим усилителям является обеспечение наименьшего уровня нелинейных искажений.

В оконечных каскадах усилителей однополосного сигнала мощностью более 5кВт используют тетроды, которые, во-первых, обладают высоким коэффициентом усиления по мощности, что позволяет сократить число каскадов ВЧ-тракта, и, во-вторых, эти лампы работают с малыми токами управляющей сетки и даже без сеточного тока.

Номинальную мощность лампы Р_лном передатчиков, которые должны длительное время работать при максимальной мощности (например, при одноканальной передаче сигналов классов Н3Е, А1А и др.) выбирают из условия Р_лном=(1,1÷1,4), где Р_1max – пиковая мощность однополосного сигнала, η_к— КПД колебательной системы ОК. В передатчиках, предназначенных для многоканальной работы, нормируют среднюю мощность выходного реального сигнала. «Средняя» амплитуда усиливаемого однополосного сигнала определяется статистическими параметрами передаваемых сообщений. Для речевого сигнала U_gср≈0,425U_gmax. Номинальная мощность лампы ОК должна быть равна Р_лном=, где Р_1ср≈0,18Р_1max . Критерием пригодности генераторной лампы в этом случае является выполнение неравенства Р_аср ≤ Р_адоп, где Р_аср – средняя рассеиваемая мощность на аноде лампы, а Р_адоп – допустимая мощность рассеяния на аноде.

Для обеспечения малого уровня нелинейных искажений анодное напряжение лампы выбирают ниже номинального – (0,8÷1)Е_аном. Электронный режим лампы должен быть недонапряженным, поэтому коэффициент использования по анодному напряжению в пиковом режиме ξ_max выбирают на (3÷10)% меньше значения ξ_кр. Напряжение на экранной сетке лампы Е_g2 выбирают так, чтобы при приемлемом значении электронного КПД (см.( 1.7’) и п.1.15.2«г») ток управляющей сетки лампы либо отсутствовал, либо был мал.

Точное значение оптимальной величины напряжения смещения на управляющей сетке лампы, Е_gopt, при котором уровень нелинейных искажений минимальный, может быть рассчитано только на ЭВМ. При приблизительном расчете Е_gopt для ламп с коротким нижним изгибом анодно-сеточных характеристик можно принять Е_gopt=, где — напряжение запирания, определенное по статической характеристике лампы i_a=f(e_g) при заданном анодном напряжении. Для ламп с малой проницаемостью D и протяженным нижним изгибом анодносеточных характеристик величина Е_gopt≠, и для определения Е_gopt используется метод, описанный в Приложении 3.

Цифровая частотная модуляция

Этот тип модуляции называется частотной манипуляцией (FSK, frequency shift keying). Для наших целей нет необходимости рассматривать математическое выражение частотной манипуляции; скорее мы просто можем указать, что будем иметь частоту f₁, когда модулирующие данные равны логическому 0, и частоту f₂, когда модулирующие данные равны логической 1.

Временная область

Одним из способов генерации готового для передачи FSK сигнала является сначала создание аналогового низкочастотного сигнала, который переключается между f₁ и f₂ в соответствии с цифровыми данными. Ниже приведен пример низкочастотного FSK сигнала с f₁ = 1 кГц и f₂ = 3 кГц. Чтобы гарантировать, что символ имеет одинаковую продолжительность и для логического 0, и для логической 1, мы используем один период для 1 кГц и три периода для 3 кГц.

Аналоговый низкочастотный FSK сигнал

Затем низкочастотный сигнал сдвигается (используя смеситель) до несущей частоты и передается. Этот подход особенно удобен в программных радиосистемах: аналоговый модулирующий сигнал является низкочастотным, и поэтому он может быть сгенерирован математически, а затем введен в аналоговую область с помощью ЦАП. Использование ЦАП для высокочастотного передаваемого сигнала было бы намного сложнее.

Более простой способ реализации FSK состоит в том, чтобы просто иметь два сигнала несущей с разными частотами (f₁ и f₂); и тот или иной сигнал подается на выход в зависимости от логического уровня двоичных данных. Это приводит к конечному передаваемому сигналу, который резко переключается между двумя частотами, так же, как низкочастотный FSK сигнал, за исключением того, что разница между двумя частотами здесь намного меньше по сравнению со средней частотой. Другими словами, если бы вы смотрели на график во временной области, было бы сложно визуально различить участки с f₁ от участков с f₂, потому что разница между f₁ и f₂ является лишь крошечной долей f₁ (или f₂).

Частотная область

Давайте посмотрим на результат частотной манипуляции в частотной области. В этом случае мы будем использовать ту же несущую частоту 10 МГц (или, в этом случае, среднюю частоту), и будем использовать ±1 МГц в качестве отклонения (это не реальный пример, но удобный для наших целей). Таким образом, передаваемый сигнал будет 9 МГц для логического 0 и 11 МГц для логической 1. Ниже показан спектр полученного сигнала:

Спектр сигнала с частотной манипуляцией

Обратите внимание, что на «несущей частоте» нет энергии. Это неудивительно, учитывая, что модулированный сигнал никогда не находится на частоте 10 МГц

Он всегда находится на частоте 10 МГц минус 1 МГц или 10 МГц плюс 1 МГц, и именно там мы видим два доминирующих всплеска: 9 МГц и 11 МГц.

Но что насчет других частот, присутствующих в этом спектре? Ну, спектральный анализ FSK не особенно прост. Мы знаем, что будет добавлена дополнительная энергия Фурье, связанная с резкими переходами между частотами. Оказывается, что FSK приводит к sinc-функциональному типу спектра для каждой частоты, то есть один центрирован на f₁, а другой центрирован на f₂. Они учитывают дополнительные частотные всплески по обе стороны от двух доминирующих пиков.

5.3. Формирование однополосного сигнала

Формирование однополосного сигнала осуществляется в возбудителе. Однополосный сигнал формируют из двухполосного, модулированного по амплитуде в балансном модуляторе. Основные трудности связаны с подавлением нерабочей боковой полосы. Нерабочая боковая полоса частот должна быть подавлена до уровня -60дБ (т.е. в 1000 раз по напряжению). Наибольшее распространение получил фильтровой метод (рис.5.1), при котором выделение рабочей боковой полосы производится с помощью фильтров и повторной балансной модуляции на поднесущих частотах, в результате которой осуществляется искусственное смещение (транспозиция) боковых частот. Этот метод обеспечивает требуемое подавление нерабочей полосы и надежен в эксплуатации.

Рис.5.1

Для формирования двухполосного сигнала обычно используют кольцевые балансные модуляторы (рис.5.2б). При полном балансе на его выходе имеются частоты (2k+1)f ± (2k+1)F, где k = 0,1,2.. и т.д., т.е. частоты f ± F и комбинационные частоты f ±3F, 3f±3F и т.д.; несущая частота f и частота сигнала F здесь отсутствуют. На выходе балансных модуляторов рис.5.2а присутствует низкая частота F, а кроме боковых частот f ± F — комбинационные частоты Kf±(2k-1)F, где K и k — целые числа, т.е. частоты f ± 3F, f ± 5F, 2f ± 3F и т.д., т.е. здесь комбинационных частот намного больше, чем на выходе кольцевого балансного модулятора. Комбинационные частоты, находящиеся в выделяемой полосе боковых частот, искажают передачу. Выделение нужной боковой полосы,

 Рис.5.2

f + F или f — F, производится полосовым фильтром на выходе балансного модулятора. Наиболее жесткие требования предъявляются к фильтру первого балансного модулятора, который работает при самой низкой поднесущей частоте ( ~100 кГц). Обычно этот фильтр — кварцевый. В передатчиках низовой телефонной связи применяют электромеханические фильтры.

Другим методом формирования однополосного сигнала является фазоразностный, или фазокомпенсационный, при котором n-фазная система формирования состоит из n модулируемых по амплитуде каскадов, на каждый из которых со сдвигом по фазе на угол j=360/n, где n>2, подают колебания несущей частоты и колебания модулирующих частот. При суммировании на общей нагрузке сдвинутые по фазе колебания подавляемых боковых полос компенсируются, а рабочих – складываются. Частным случаем фазоразностного метода формирования является используемый в маломощных передатчиках служебной и любительской радиосвязи квадратурный метод, где n=2, а угол j=90 (рис.5.3)

Рис.5.3

Достоинствами фазоразностного метода являются возможность формирования однополосного сигнала непосредственно на рабочей частоте и отсутствие дорогостоящих фильтров. Однако, степень подавления несущей и нерабочей боковой полосы существенно зависят от точности фазовых сдвигов колебаний несущей частоты и модулирующих частот, а также от равенства амплитуд напряжений, подаваемых на модулируемые каскады. Для подавления несущей частоты и нерабочей полосы не хуже чем –40дБ необходимо, чтобы разница между амплитудами сигналов не превышала 0,5%, а фазовые ошибки –1. Наибольшие трудности связаны с созданием широкополосных фазовращателей для модулирующих сигналов низкой частоты. В связи с этим надежность фазоразностного метода хуже, чем фильтрового.

Усилитель мощности однополосного сигнала обычно рассчитывают на максимальную мощность R_~max в недонапряженном, близком к граничному, режиме (коэффициент использования по анодному напряжению x обычно принимают равным (0,9-0,95)x_кр).

Математика

В предыдущей статье мы видели, что частотная модуляция достигается путем добавления интеграла низкочастотного модулирующего сигнала к аргументу функции синуса или косинуса (где функция синуса или косинуса представляет собой сигнал несущей):

\

Однако вы вспомните, что мы перешли к частотной модуляции, сначала обсуждая фазовую модуляцию: добавление самого низкочастотного модулирующего сигнала, а не его интеграла, заставляет фазу меняться в соответствии с амплитудой модулирующего сигнала. Таким образом, фазовая модуляция на самом деле немного проще частотной.

\

Как и в случае частотной модуляции, мы можем использовать индекс модуляции, чтобы сделать изменения фазы более чувствительными к изменениям амплитуды низкочастотного модулирующего сигнала:

\

Сходство между фазовой и частотной модуляциями становится более явным, если мы рассмотрим низкочастотный модулирующий сигнал, состоящий из одной частоты. Предположим, что x_нч(t) = sin(ω_нчt). Интеграл синуса равен отрицательному косинусу (плюс константа, которую мы можем здесь игнорировать) – другими словами, интеграл представляет собой просто сдвинутую по времени версию исходного сигнала. Таким образом, если мы выполняем фазовую модуляцию и частотную модуляцию с помощью этого низкочастотного модулирующего сигнала, единственной разницей в модулированных сигналах будет выравнивание между амплитудой низкочастотного модулирующего сигнала и изменениями в сигнале несущей; сами изменения будут одинаковы. Это будет понятно в следующем разделе, где мы рассмотрим некоторые временны́е графики.

Важно иметь в виду, что мы имеем дело с мгновенной фазой, так же как частотная модуляция основана на концепции мгновенной частоты. Термин «фаза» довольно расплывчатый

Одно знакомое значение относится к начальному состоянию синусоиды; например «обычная» синусоида начинается со значения нуля и затем увеличивается в сторону своего максимального значения. Синусоида, которая начинается в другой точке своего периода, имеет сдвиг фазы. Мы можем также думать о фазе как о конкретной части полного периода сигнала, например, в фазе π/2 синусоида завершила одну четверть своего периода.

Эти интерпретации «фазы» нам не очень помогают, когда мы имеем дело с фазой, которая постоянно изменяется в зависимости от формы низкочастотного модулирующего сигнала. Скорее мы используем концепцию мгновенной фазы, т.е. фазы в заданный момент времени, которая соответствует значению, переданному (в заданный момент) тригонометрической функции. Мы можем думать об этих непрерывных изменениях в мгновенной фазе как о «толкании» значения несущей дальше или ближе к предыдущему состоянию формы волны.

Еще одна вещь, о которой нужно помнить: тригонометрические функции, включая синус и косинус, работают с углами. Изменение аргумента тригонометрической функции эквивалентно изменению угла, а это объясняет, почему и частотная, и фазовая модуляции описываются как угловая модуляция.

COFDM

Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing (COFDM) – Кодированное ортогональное частотное мультиплексирование

COFDM — это разновидность технологии OFDM, сочетающая канальное кодирование (аббревиатура C), и OFDM. COFDM хорошо известен и широко используется в цифровых системах радиовещания (DAB) в Европе, Канаде и Японии.

COFDM хорошо зарекомендовала себя среди вещателей ТВ программ как новый метод доставки цифровых сигналов потребителю. Главным преимуществом метода передачи COFDM является использование многократных отражений излучаемых сигналов от строений, стен и т.п. с коррекцией возникающих при приеме искажений и ошибок. Европейский проект DVB принял этот метод передачи в качестве базового стандарта для непосредственного эфирного вещания ТВ и мультимедийной продукции.

Преимущества технологии COFDM:

1. Высокое качество изображения из-за использования цифровых методов обработки.
2. Высокая помехоустойчивость.
3. Обеспечение как устойчивого приема, так и проведения трансляций в движении и т.д.